Az előző bejegyzés egy ígérettel zárult: két TDA7294 lyukraszteres panelen, egy 13,8 → 52 V boost modul, műterheléses teszt — aztán a motor is szavazhat. A jelút bizonyítottan működött; a teljesítményfokozat viszont még csak egy halom alkatrész volt.
Ez a bejegyzés arról a két napról szól, amíg a két erősítőcsatorna közül az elsőt beüzemeltem. A főszereplő egy 2 V-os notch a szinusz tetején, amelyhez négy hipotézist kellett sorra elejtenem.
Az erősítő
A TDA7294 audio chip, ez viszont kifejezetten nem audio. Egytápos kapcsolás, 52 V, tehát a kimenet 26 V-on ül és e körül leng, egy 4700 µF-os kondenzátor csatolja a tekercsre. Az erősítés 1 + 22k/1,2k ≈ 19,3. A MUTE és a STBY egyetlen Arduino-lábról vezérelt, így az erősítő a mikrovezérlő resetje alatt is néma marad.
Terhelésnek egyetlen 22 Ω-os, 25 W-os teljesítményellenállás szolgált — kettőt vettem belőle, csatornánként egyet. A 22 Ω nagyjából annyi, amennyinek egy tekercs látszik 60 Hz-en, és teljes kivezérlésnél 14 W-ot disszipál, amitől ijesztően forró lesz.
30 V: minden rendben
Első bekapcsolás 30 V-os tápsínnel, és az eredmény jobb lett, mint amit érdemeltem: 14,43 V csúcsú szinusz, 10,2 V effektív, a tökéletes szinusztól 0,56 % eltéréssel. A csúcs lapos szakasza 2 %-on belül egyezett egy ideális szinuszéval, pozitív és negatív irányban egyaránt.
Egy szám ebből a képből jóval később válik fontossá, úgyhogy jegyezzük meg: 30 V-on az erősítő 0,6 V-ra közelítette meg a tápsínt.
52 V: megjelenik a notch
Tápsín fel 52 V-ra, trimmer fel a tervezett 17,7 V effektívre — és minden periódus tetején megjelent egy éles, V alakú notch, nagyjából 2 V mély és 0,5 ms széles, amelynek a második szarva magasabb volt az elsőnél. A szinusztól való eltérés 1,9 %-ra nőtt.
Négy gyanúsított, abban a sorrendben, ahogy végigmentem rajtuk.
1. gyanúsított: a bootstrap kondenzátor
A TDA7294-nek van egy bootstrap lába, amely a felső meghajtófokozatot táplálja egy 22 µF-os, a kimenethez képest referált kondenzátorról. Ha ez a kondenzátor lemerül, miközben a kimenet 8 ms-on át a tápsín közelében ül, a felső tranzisztor meghajtás nélkül marad, a kimenet besüpped, a besüppedés visszatölti a kondenzátort, a kimenet pedig visszaugrik — pontosan az az alakzat, amit néztem.
Tervezési oldalról is hihető volt. Ebben a projektben a csatolókondenzátorokat tudatosan 5 Hz-re méreteztem az audiós értékek helyett — a bootstrapnél viszont maradt az adatlap 22 µF-os audio értéke.
A hipotézis kizárásához egyetlen mérés kellett: a 6-os és a 14-es láb két külön csatornán, mindkettő egyenáramú csatolással, azonos érzékenységgel — és a két görbe közötti távolságot kell nézni.
| Fázis | 6. láb − 14. láb |
|---|---|
| A csúcson | 14,75 V |
| Felfutás közben | 15,05 V |
| A völgyben | 14,96 V |
Egyetlen képpontnyi szórás az osztáson belül. Nem a bootstrap.
Egy figyelmeztetés, ha valaki utánam csinálná: a földhöz kell mérni, soha nem a mérőfej földelő csipeszével a 14-es lábon. A szkóp földjei közösek, így az a csipesz a mérőfej-vezetékeken keresztül rövidre zárná az erősítő kimenetét.
2. gyanúsított: a PWM-vivő
Amíg belenagyítottam, előkerült egy másik gond: egy 62,5 kHz-es fűrészfog a kimeneten, a felfutó szakaszokon 2,96 V csúcstól csúcsig.
Ez a Timer1 vivője, ami túléli az erősítő előtti egyetlen 1,2 kΩ/100 nF fokozatot. Egy fokozat után nagyjából 5 V × (8 µs / 120 µs) = 0,33 V csúcstól csúcsig háromszögjel marad a bemeneten, amiből a 19,3-szoros erősítés 3 V-ot csinál a tekercsen. A mérés 10 %-on belül egyezett a számolással.
Szép megerősítés bújt meg a számokban: a maradék a felfutó szakasz közepén a legnagyobb és a csúcson a legkisebb, mert a PWM-háromszög amplitúdója d·(1−d) szerint alakul, a kitöltési tényező pedig a csúcson 100 % felé tart.
A motort ez hidegen hagyja — 62,5 kHz-en a tekercs 20 kΩ, tehát 0,15 mA folyik tőle. De elveszi a kivezérlési tartalékot, és felharmonikusokat tesz arra a 35 m kábelre, ami az antennáim mellett fut fel a toronyba: ebből előbb-utóbb vételi zaj lesz. Egy második, azonos RC-fokozat megoldotta: a 47-szeres csillapításból nagyjából 2200-szoros lett, cserébe 7,7° fáziskésésért 60 Hz-en. És mivel ez a késés mindkét csatornán azonos, a köztük lévő 90° érintetlen marad — márpedig ez az egyetlen dolog, amit ennek a kapcsolásnak tényleg komolyan kell vennie.
A fűrészfog eltűnt. A notch nem.
3. gyanúsított: a tápzaj bejutása
A tápsín — a boost konverter kimenetén, AC-csatolással mérve — sokkal izgalmasabb életet élt, mint gondoltam: 15 V csúcstól csúcsig terjedő, fél milliszekundumos burst, pontosan a notch pillanatában.
Tehát: 15 V tápzavar, véges tápelnyomás, 2 V a kimeneten. Nyilvánvaló, ugye? Áttettem az 1000 µF-ot és a 100 nF-ot közvetlenül a chip 13/15-ös lábára.
Az első tanulság az lett, hogy a burst sosem a chipnél volt nagy. A táplábaknál mérve végig 1,6 V csúcstól csúcsig körül maradt — a 70 cm vezeték és a helyi kondenzátorok már addig is leszűrték. A lábakra átrakva 0,88 V lett belőle: valódi javulás, de szerény.
A notch pedig nem változott: −1,67 V a korábbi −1,66 V-tal szemben. Egy változó mozdult, a kimenet ugyanaz maradt. A hipotézis halott.
Ez a negatív eredmény lett az egész munka leghasznosabb mérése.
4. gyanúsított: a besüppedő tápsín és a munkapont
Van egy tulajdonsága az egytápos, aszimmetrikus erősítőnek: egyutas egyenirányított áramot vesz fel a tápsínből. A felső tranzisztor a pozitív félperiódusokban ad áramot; a negatív félperiódusokban az áram a kimeneti csatolókondenzátorból jön, és a tápsín semmit nem lát belőle. Egy 60 Hz-es szinusz 22 Ω-on tehát olyan terhelést mutat a konverternek, ami 60 Hz-es ütemben 0 és 1,1 A között ugrál, miközben az átlag mindössze 0,36 A.
A boost konverter úgy válaszolt erre a terhelésugrásra, ahogy egy pufferkondenzátor nélküli szabályozókör szokott: besüppedt, túllőtt, aztán csengett.
Közben az erősítő munkapontja — az a 26 V, ami körül a kimenet leng — egy 0,5 másodperces időállandójú osztóról jön a tápsínről. Vagyis az átlagos tápfeszültség felénél marad, miközben a pillanatnyi tápsín beszakad a csúcs alatt.
A kimenet egy mozgó tápsínbe vágott bele.
A megoldás
4700 µF kis ESR-ű puffer közvetlenül a boost konverter kimenetére, hogy a csúcsáramot a kondenzátor adja, a konverter pedig mindig csak az átlagot lássa.
| Előtte | Utána | |
|---|---|---|
| Eltérés az ideális szinusztól a csúcson | −1,67 V | −0,14 V |
| Teljes eltérés | 1,5 % | 0,69 % |
| Tápsín besüppedése a chipnél | 2,12 V | 0,93 V |
| Tápsín hullámossága a chipnél (legrosszabb eset) | 0,88 V | 0,63 V |
| Kimenet | 15,9 V eff | 17,5 V eff |
A 17,5 V effektív 60 Hz-en 0,29 V/Hz, ami ennek a motornak a tervezési fluxusa. A notch eltűnt — és mivel a tápsín végre rendesen viselkedik, kiesett a számokból a chip valódi telítési feszültsége is: 0,66 V 1,1 A-nél, ami pontosan az a 0,59 V, amit még a 30 V-os sínen mértem, és akkor nem értettem.
Ebből pedig kijön egy tervezési szabály a tápfeszültség megválasztásához:
V_csúcs ≤ tápfeszültség/2 − besüppedés − telítési feszültség
Amit a két nappal ezelőtti magamnak mondanék
AC-csatolást használj, ha kis jelenséget keresel nagy egyenfeszültségen. Kínosan sokáig próbáltam egy 1 V-os besüppedést 20 V/osztás mellett kimérni, ahol az 0,05 osztás, és gyakorlatilag a görbe szélének képpontjait olvastam. 1 V/osztáson, AC-csatolással ugyanez két osztás, és nincs min vitatkozni.
A mérési pont a mérés része. Ugyanaz a burst 14 V csúcstól csúcsig a konverternél, és 1,6 V a chipnél, 70 cm vezetékkel arrébb. Mindkét szám igaz; de csak az egyiket látja a chip.
Bízz a negatív eredményben. A négy hipotézisből kettő egy-egy mérésbe halt bele, és éppen az bizonyult tévesnek, amelyiket a legnehezebb volt elengedni: a bootstrap, amelyre szép magyarázat is volt, és amelynél valami már a tervben sem stimmelt.
A rajzjel is hazudhat. A 10 kΩ-os szintállító trimmer soros ellenállásként volt berajzolva, nem osztóként. Így megépítve a 22 kΩ-os előfeszítő ellenállással szemben csak 0,69-szeres csillapításig jut el — kevesebbig, mint amennyi a tervezett szinthez kellene —, a csúszkája pedig lebeg, így a bemeneti csatolókondenzátor 26 V-on marad, és nincs hová kisülnie, csak egy Arduino-lábba. Egyik gond sem látszott addig, amíg egy multiméter rá nem került a csúszkára, és a mért érték lassan csökkenni nem kezdett.
Az audiós értékek nem 5 Hz-es értékek. Ebben a kapcsolásban minden kondenzátort újra kellett gondolni egy olyan jelhez, ami 5 Hz-ig lemegy, és milliszekundumokig a tápsín közelében ül.
Folytatás
A B csatorna — ami jelenleg egyetlen 4700 µF-os kondenzátoron múlik, mert az, amelyik most a konverter kimenetén ül, eredetileg a B csatorna kimeneti csatolókondenzátora lett volna. Aztán mindkét csatorna a valódi motorra, ahol a terhelés induktív, nem pedig két nagyon forró teljesítményellenállás — és ahol a két egyutas tápigény egymáshoz képest 90°-kal eltolva jelentkezik, remélhetőleg kíméletesebben bánva a konverterrel, mint ahogy egyetlen csatorna tette.
Aztán pedig végre az, amiért az egész készült: megmondani a rotátornak, hogy forduljon 237°-ra, és nézni, ahogy odafordul.